下圖是某DCDC轉換器負載瞬態(tài)測試的典型波形，CH3為輸出電壓的AC分量，CH4為負載電流。注意到負載電流上升斜率與下降斜率并不相同，較緩的上升斜率對應較小的電壓跌落（Undershoot），而陡峭的下降斜率則對應較大的電壓過沖（Overshoot）。
圖1 負載動態(tài)典型波形
負載瞬態(tài)通常使用電子負載（E-Load）進行測試，負載的跳變斜率（Slew Rate）將對測試結果產(chǎn)生關鍵影響，然而受設備內部電路限制，常規(guī)電子負載所能實現(xiàn)的di/dt不會很高，另外受不同廠家設計等因素影響，不同型號的電子負載其能實現(xiàn)的跳變速率也不盡相同；
如下圖2（a）（b）所示，兩圖分別為型號A和B，在同樣設置2.5A/us時的實際電流上升斜率對比，可以看到實際電流跳變斜率遠小于設置值，而不同型號的跳變斜率也不一樣。
這可能導致電源瞬態(tài)測試結果偏理想，或對不同芯片之間性能評估不夠客觀。因此，設計一款簡易實用，負載跳變斜率可滿足實驗要求的電子負載具有重要工程意義。
圖2（a） 型號A 圖2（b） 型號B
要實現(xiàn)較高的負載跳變速率，常規(guī)的設計思路是使用MOSFET對負載電阻進行開斷，該方法實現(xiàn)雖然簡單，但實際應用時存在一個明顯缺點：由于MOSFET的開關過程一般在百ns級，因此限制負載電流跳變速率的主要是所選負載電阻的ESL（等效串聯(lián)電感），一般的滑動變阻器都是屬于繞線型電阻，其ESL往往較大，因此較難實現(xiàn)高跳變速率。
而若選用獨立的無感功率電阻，假設測試需要能覆蓋1.8V/3.3V/5V/12V在0.1A/0.5A/1A/2A/3A下的負載跳變，就需要準備多達20種不同阻值的電阻，若電壓/電流組合更復雜，則所需不同阻值的電阻將更多，且測試電壓或負載電流改變時必須更換相應電阻，十分麻煩。
針對上述傳統(tǒng)方法的不足，本文分享一種基于MOSFET的小功率實用電子負載。如下圖所示，該設計主要包括MOSFET，驅動級，電源軌及脈沖發(fā)生器四部分。
其基本工作原理為：MOSFET并非處于常規(guī)的開關狀態(tài)，而是使其工作在恒流區(qū)，脈沖發(fā)生器通過DRV8836驅動MOSFET，產(chǎn)生一定幅值和脈寬的GS電壓，進而實現(xiàn)漏極電流（負載電流）的跳變。
其中負載電流的幅值可通過調節(jié)LDO輸出電壓進行控制，負載電流的上升/下降斜率則可通過調節(jié)驅動電阻阻值進行控制。
圖3 系統(tǒng)框圖
設計中有幾點值得注意：
1. 由于MOSFET處于恒流區(qū)，漏極電流受控于GS電壓，若采用傳統(tǒng)二極管加驅動電阻的方式進行斜率調節(jié)，當GS電壓與驅動電壓小于二極管正向壓降時，二極管將相當于高阻，會使得驅動回路時間常數(shù)變大，動態(tài)變差，因此這里使用DRV8836的兩個半橋實現(xiàn)充放電的獨立控制；
2. 實際負載動態(tài)測試需要實現(xiàn)某一電流A跳變到另一電流B，可將其分解為DC電流（電流A）以及AC電流（電流B）。本設計只需考慮AC電流（跳變部分），DC電流只需在MOSFET兩端并聯(lián)一可調功率電阻即可；
3. 為減小MOSFET發(fā)熱，可設置較低的脈沖頻率（如10Hz），而相應搭配較低的占空比；
4. 為方便離線運行，脈沖發(fā)生器部分這里采用了LMC555定時器搭建脈沖發(fā)生電路，以下電路實現(xiàn)了頻率不變而占空比可調的脈沖發(fā)生器。兩二極管的加入使得充放電回路分開，調節(jié)R2即可調節(jié)充放電時間，從而實現(xiàn)占空比可調。
充放電時間及脈沖頻率計算如下式：
在實際條件允許時，也可直接使用信號發(fā)生器產(chǎn)生脈沖信號。
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